江西省委常委、常務副省長淩成興一行走訪華中公司

    電流型AC/DC變流器常采用雙閉環的直接電流控製法，外環為直流電流控製環，可以保持直流電流恒定；內環為交流電流控製環，要求網側電流跟蹤指令電流，實現網側電流的跟蹤和調節。常用的直接電流控製有PID控製和狀態反饋控製，PID控製動態響應慢，而且控製係數的設計需要豐富的經驗值；狀態反饋控製方法是適合電流型AC/DC變流器這樣的多輸入多輸出係統的一種控製方法，然而在電流型AC/DC變流器中控製變量互相耦合，解耦需要大量的計算[6]。文獻[7]采用極點配置的辦法控製電流型AC/DC變流器，但控製算法複雜甚至用到多個DSP。

    本文提出了電流型AC/DC變流器的LQ*優控製策略。將電流型AC/DC變流器的數學模型進行小信號擾動線性化，對此線性係統采用*優控製，利用MATLAB工具箱求解Ricatti方程，便可得到係統的*優閉環極點，從而實現了係統的*優控製性能。實驗結果表明，該方法實現起來簡單方便，性能優良，是一種很有潛力的控製方法。

1    電流型AC/DC變流器的數學模型和特性分析

    電流型AC/DC變流器的主電路拓撲結構如圖1所示。

圖1    電流型AC/DC變流器主電路拓撲圖

    取電容電壓v_cj和電感電流i_sj為狀態變量，可得電路的狀態空間描述為[7]

    =（1）

式中：j=a，b，c；

      i_sj（t）為第j相電網電流；

      v_cj（t）為第j相電容電壓；

      i_pj（t）為變流器第j相輸入電流；

      e_j（t）為第j相電網電壓。

    由於電網電壓e_j的存在，式（1）為非線性的狀態方程，其穩態表達式為

    （2）

式中：下標“0”代表對於量的穩態值。

    對式（1）在穩態工作點作小信號處理得

    （3）

記為

    Δx=AΔx＋BΔu（4）

式中：

        Δx=，A=，B=，

        Δu=Δi_pj(t)=i_pj(t)－i_pj0(t)

由式（3）可得係統傳遞函數為

    （5）

式中：轉折頻率ω₀=

      阻尼係數ξ=

取輸出方程為

    y=[1  0]=CΔx（6）

式中：C=[10]

    由式（3）和式（6）所描述的係統的波特圖如圖2所示。

圖2    電流型AC/DC變流器交流側係統波特圖

    由圖2的幅頻特性可見，在LC濾波器的轉折頻率附近有較大尖峰，變流器交流側電流中含有的開關諧波在轉折頻率處被放大，導致係統的暫態振蕩；在穩態下，波形產生畸變，降低了電流型AC/DC變流器係統的運行性能。在實際應用中，常通過增加電阻R_s來增加LC濾波器的阻尼係數，從而達到減小或消除尖峰的目的，但這種方**大大增加係統的損耗。為此，必須引入控製手段加以解決。

2    電流型AC/DC變流器的LQ控製

    由控製理論可知，式（3）和式（6）構成的係統是完全可控的，其狀態方程的極點決定係統的穩定性和動態品質。由式（5）知，係統有一對複數極點，其單位階躍響應是衰減振蕩的。且當係統的超調量小時，響應速度很慢；而響應速度快時，超調量則變大[9]。這樣，就必須在係統的超調量和響應速度之間進行取舍。

    為了在超調量與動態響應之間做到*優折衷，使係統具有*優的控製性能，需要找到係統的*優極點，本文引入線性二次型*優控製策略，很好地滿足了這一要求。

    與電流型AC/DC變流器係統對應的線性二次型性能指標可取為[9]

    J=[Δx^TQΔx＋Δu^TRΔu]dt（7）

其中Δx、Δu如式（4）所示，Q為半正定常數矩陣，R為正定常數矩陣，分彆為Δx、Δu的加權矩陣。合理選擇Q、R[8]，可以求得使係統狀態變量穩態誤差Δx*小，同時又可使係統消耗能量*少的控製量Δu：

        Δu=－kΔx=－R^－1B^TPΔx（8）

式中：P為n×n維正定常數矩陣，滿足Ricatti矩陣代數方程

    －PA－A^TP＋PBR^－1B^TP－Q=0（9）

    求解Ricatti矩陣代數方程原本是一個複雜的過程，但目前利用MATLAB工具箱可方便地求出*優控製的反饋係數陣k，Ricatti方程的解P和按照*優指標求出的係統極點E，係統極點E即決定了控製係統的動態響應特性和穩定性。

    若要求三相電流型AC/DC變流器實現網側單位功率因數正弦波整流控製，則穩態工作點還需滿足式（2）。

    綜上所述，可得電流型AC/DC變流器的控製變量為

    u_pj=u_pjo＋Δu=i_pjo＋Δi_pj（10）

    將式（10）作為電流型AC/DC變流器交流電流環控製信號，直流電流環采用典型的PI控製，即可獲得理想的控製性能。

3    實驗與結果分析

    為了驗證理論分析的正確性，本文構造了一台900W的電流型AC/DC變流器裝置。實驗電路原理如圖3所示。

圖3    實驗電路原理圖

3.1    實驗的硬件部分

    實驗中，主電路的每個開關管為一個MOS管（型號為IRFP450）串聯一個快恢複二極管（型號為HFA25TB060）構成。交流電感L為0.8mH，交流電容C為48μF，直流電感L_dc為200mH，開關頻率取為4.2kHz。

    本實驗中IRFP450的驅動芯片為日本東芝公司的TLP250，它集隔離與驅動功能於一體，它也可以用作IGBT的驅動，圖4是其原理圖。使用TLP250時應在引腳5與8之間接一個0.1μF的陶瓷電容，以使片內的高增益線性放大器穩定，片內發光二極管的工作電流I_F為7～10mA，推薦值為8mA，因此在輸入側應注意選取限流電阻。本實驗中的驅動輸入信號來自DSP的PWM輸出，故限流電阻為470Ω。此外，在MOS管的漏極、源極之間接有RC串聯吸收電路來進行過壓保護。

圖4    TLP250的原理示意圖

    實驗中通過過零檢測電路來檢測電網a相電勢的零點，然後利用查表的辦法確定網側電流的過零點。這一方法有效地節省了兩個檢測電網電勢的電壓傳感器，節約了硬件成本。

3.2    實驗的控製部分

    控製信號的產生由DSPTMS320LF2407A來完成。本實驗利用TMS320LF2407的事件管理模塊(Event-Manager Module)的PWM輸出功能來產生二邏輯SPWM信號[7]，利用全比較單元CMPR1(PWM1)、CMPR2(PWM3)、CMPR3(PWM5)來分彆產生開關二邏輯SPWM的電平信號，利用捕獲單元的CAP1(PWM7)、CAP2(PWM8)、CAP3(PWM9)來捕獲PWM1、PWM3、PWM5輸出信號的上升沿和下降沿，再根據捕獲到的信息判斷當前輸?的二邏輯SPWM信號確定電流型PWM整流器的6個開關管的驅動信號。所有的比較單元選擇定時器T1為時基以實現同步。程序中用T1的周期中斷功能，每0.24ms產生一個中斷，然後對相應的周期寄存器賦相應的值。所用TMS320LF2407A的CPU時鐘頻率為40MHz，T1PR的計數設定值為0X1298。圖5給出了DSP控製的主程序流程圖。

圖5    DSP控製的主程序流程圖

3.3    實驗結果

    實驗波形如圖6所示。圖6（a）表示交流電流和電壓波形，圖6（b）表示直流電流波形圖。可見，LQ控製電流型AC/DC變流器，不但可以保證網側電壓電流的單位功率因數特性，而且可以實現直流電流的恒定值控製，具有理想的控製性能。

（a）網側A相電壓和電流      （b）直流電壓和電流

圖6    LQ控製電流型AC/DC變流器的實驗波形

4    結語

    本文將LQ控製技術應用到電流型AC/DC變流器中，獲得了優良的控製性能，既實現電流型AC/DC變流器交流電網的單位功率因數，又將輸出直流電流穩定在設定的直流電流值附近。實驗證明LQ控製是一種簡單易行的方法，具有一定的應用價值